作者：鄧凱 
通訊作者：成紅玉 
校閱：劉慧 劉真

摘要

本文以SGM61630為例，系統闡述了將Buck變換器重構為反向Buck-Boost變換器的設計方法，以生成穩定的負電源軌。本文通過拓撲連接調整、電壓電流應力分析和輔助功能設計闡述了設計流程。最后，設計實例驗證了24V輸入至-15V/1.5A輸出的可行性。本文為工程師提供了從理論推導到實踐驗證的設計流程。

1 引言 

許多精密系統（如醫療電子設備、測試測量儀器）需穩定的負電壓供電，同時要求輸入與輸出 共地。反向Buck-Boost變換器可完美滿足這一需求，它不僅能實現升壓/降壓功能，還可反轉輸出電壓極性。通過調整功率級電路的拓撲連接與反饋網絡參數，任意常規 Buck 變換器均可重構為反向 Buck-Boost 變換器。本文以SGM61630為例，詳細闡述其重構方法與設計要點。該方案適用于同步整流和非同步整流架構的反向Buck-Boost變換器實現。

2 反向Buck-Boost 變換器原理 

2.1 拓撲重構與連接方式

如圖1所示為Buck變換器的基本拓撲結構。Buck配置中，輸出正極（V_OUT）連接到電感器， 輸出負極連接到Buck IC的GND引腳。

反向Buck-Boost 拓撲與Buck拓撲非常相似，如圖2所示為Buck變換器重構為反向Buck-Boost 變換器的連接方式。由圖2可知，將Buck變換器的輸出正極配置為反向Buck-Boost變換器的系統地（System GND），而“IC GND”變成了輸出負極（-V_OUT），在輸入電源和系統地之間增加了一個 額外的輸入電容C_IN。需注意，反向 Buck-Boost 變換器的連接方式中，IC GND 與輸出負壓直接相連，這會對Buck IC引腳的電壓應力產生影響，相關控制引腳外部電路需重新設計，詳見“3輔助功能”章節的說明。

經過上述步驟，實現了反向Buck-Boost變換器的重構：MOSFET導通時，功率二極管截止，電 感兩端的電壓應力為 V_IN，電感電流上升，此時輸出電容 C_OUT給負載提供能量，如圖 3(a)所示； MOSFET關斷時，功率二極管導通，電感兩端的電壓應力為-V_OUT，電感電流下降，此時電感電流給負載提供能量，如圖3(b)所示。可得連續模式時占空比D為：

 （1）

 2.2 電壓與電流應力分析

將Buck IC配置為反向Buck-Boost變換器需要特別注意電壓要求。由圖2可知，Buck IC的VIN 和GND引腳上的電壓差等于電源模塊的輸入電壓加上輸出電壓（V_MAX=V_IN+V_OUT）。例如從+24V的輸入轉換到-15V的輸出，需要輸入電壓范圍至少覆蓋39V的Buck IC。當MOSFET導通時，功率二極管兩端的電壓應力同樣為輸入電壓加上輸出電壓（V_MAX=V_IN+V_OUT），功率二極管選型時需考慮該電壓應力。

如圖2所示，跨接于V_IN與-V_OUT之間的電容C_IO承受的電壓應力同樣為V_IN+V_OUT。但值得注意的是，如果V_IN是快速上電，在上電瞬間會產生瞬態電流，其路徑為：V_IN→C_IO→IC GND→功率二 極管→電感→System GND。該瞬態電流對電路可能產生以下影響：①瞬態電流流過功率二極管（或同步Buck IC 的體二極管）時會導致SW節點電位被拉低至IC GND以下，對于SW相對IC GND的額定電壓較小的器件，這種負壓瞬態可能使器件損壞；②瞬態電流流過功率電感會產生感應電動勢， 二極管和感應電動勢的共同作用使V_OUT上存在一個瞬態正向電壓。因此，基于上述兩點瞬態電壓的防護和Buck IC VIN 引腳去耦的折中考慮，建議C_IO電容不要太大，一般推薦0.1μF。

Buck 變換器配置時，在MOSFET的導通和關斷期間電感總是向負載提供電流，因此 Buck變換器的平均電感電流等于輸出電流。然而，在反向 Buck-Boost 變換器配置中，電感上的能量僅在 MOSFET關斷期間通過二極管傳遞到負載，兩種拓撲結構下電感電流計算公式如表1所示。

由表1可以看出，相同負載下，反向Buck-Boost變換器的電感電流峰值更大，重構時需注意電感電流峰值不要超過Buck IC規格書中的峰值電流限值。 

以SGM61630為例的具體計算，請參考“4設計實例”章節的說明。

3 輔助功能 

在反向Buck-Boost 變換器配置中，IC GND與輸出負壓直接相連，由于Buck IC的所有控制信號電平都參考IC GND，此時若需在系統中使用這些功能，則需要平移控制信號參考電平到系統地。

3.1 使能信號接口設計 

如果不要求系統控制使能信號，可將EN引腳通過電阻上拉到V_IN。如果要求系統控制反向Buck-Boost 變換器的使能功能，則需要一個簡單的電平轉換電路，如圖4所示。

SYS_EN提供足夠高的正向電壓使Q1導通時，Q2的柵極通過Q1接地使得Q2的柵源電壓（V_GS） 變為負壓，從而Q2導通。此時，輸入電壓（V_IN）通過電阻分壓器連接到EN引腳，從而啟用設備。 需注意，在啟用和禁用兩種狀態下，須確保Q2的柵漏電壓（V_GD）和柵源電壓（V_GS）始終處于MOSFET 的額定范圍內。以SGM61630為例，圖4中設置R_EN1=R_EN2=R1=100kΩ；圖 5 則展示了系統控制反 向Buck-Boost 變換器使能和禁用的波形圖，測試條件為20V輸入，-15V/1.5A輸出。

如果要求使用EN引腳配置反向Buck-Boost變換器的UVLO，可在EN引腳處設置電阻分壓器如圖6所示。

開啟電壓V_START保持不變，因為當反向Buck-Boost變換器啟動時，通常沒有負的輸出電壓。

    （2）

 反向Buck-Boost 變換器啟動后，關斷電壓V_STOP需考慮負的輸出電壓：

 （3）

 以SGM61630為例，V_ENH=1.17V，V_ENL=1.12V，設置R_EN1=430kΩ，R_EN2=30kΩ，I1=1μA，I2=3.7μA，-V_OUT=-15V。則開啟電壓為V_START=17.51V，關斷電壓為V_STOP=0.15V。

 3.2 同步信號接口設計 

對于有SYNC輸入引腳的Buck芯片，如果要求反向Buck-Boost變換器與外部信號同步，則需要一個簡單的電平轉換器，如圖7所示。

SYS_SYNC 為高電平時，Q1 導通，V_IN通過電阻分壓器（R1、R2）給 Q2 提供驅動電壓V_GS， Q2 導通，V_IN通過V_IN到-V_OUT的電阻分壓器（R_SYNC1、R_SYNC2）將 SYNC 引腳拉高。注意，SYNC 引腳的最大額定電壓較小，需要添加穩壓管ZD1保護芯片不被損壞。考慮到功耗影響，V_IN到System GND 的電阻分壓器的阻值不能過小，因此在同步頻率較高的場景Q2應選擇驅動電荷Q_G較小的P MOSFET。

SYS_SYNC 為低電平時，Q1 關斷，隨后Q2關斷，Q2關斷后SYNC引腳通過R_SYNC2下拉到 V_OUT。由于穩壓管 ZD1 存在結電容 C_j，會導致同步有效信號和 SW 上升沿之間額外的延時t_delay。 （這里不包含芯片本身的電路延時）。

以SGM61630 為例，圖7中設置R1=499Ω，R2=1kΩ，R_SYNC1=1kΩ，R_SYNC2=200Ω；這顆 Buck IC 同步機制為 SW 上升沿與 SYNC 下降沿同步。SYS_SYNC 下降沿關斷 Q2，Q2 截止后 C_j 通過 R_SYNC2 放電。當 SYNC 引腳的電壓由ZD1的穩壓值V_Z放電至SYNC引腳低電平閾值V_{SYNC_L}時功 率管打開，因此造成SW上升沿滯后于SYS_SYNC下降沿，滯后時間為：

（4）

 由上式可知，有高頻同步需求時應選擇結電容較小的穩壓管，SGM61630同步波形如圖8所示。

3.3 PG 信號接口設計 

如果系統不需要反向Buck-Boost變換器提供Power Good（PG）標志信號，可將PG引腳浮空。 如果系統需要獲取PG信號用于向MCU提示輸出電壓已處于規格范圍內，需要將PG標志信號電平 轉換至系統地，轉換電路如圖9所示。

當輸出電壓未完全建立時芯片內部Q3導通，PG下拉至-V_OUT，此時Q1關斷Q2導通，SYS_PG 被下拉到系統地；當輸出電壓完全建立后Q3關斷，PG上拉至-V_OUT+V_Z，此時Q1導通，Q2的柵源 兩端承受負壓而關斷，SYS_PG被上拉到邏輯電平V_LOGIC。注意，如果PG引腳的最大額定電壓值較 小，當V_OUT較大時需要添加穩壓管ZD1保護芯片不被損壞。 

以SGM61630為例，圖9中設置R1=R2=100kΩ，R3=10kΩ；圖10則展示了反向Buck-Boost變 換器Power on和Power off時SYS_PG的波形圖，測試條件為24V輸入，-15V/0A輸出。

4 設計實例 

本章將基于SGM61630 Demo Board（Buck）^[1] 進行反向Buck-Boost變換器設計，設計目標如表 2所示。

表2 設計目標

4.1 原理圖

反向Buck-Boost變換器的原理圖如圖11所示。

為初步驗證該方案的可行性，可以在Buck拓撲的SGM61630 Demo Board基礎上直接修改連接方式，重構為反向Buck-Boost拓撲，如圖12所示。實際新項目時需要參照Buck-Boost的PCB Layout 注意事項重新布線以獲得最佳性能。

注意： 

1. 斷開原輸入電容C1、C1A和C1B下側端口與IC GND的連接，重新連接于L1左側焊盤 (System GND)。重新連線要盡量短，以減小寄生電感對輸入電壓的影響。
2. Demo板上“VIN”和“VOUT”之間加24V電源；Demo板上“VOUT”和“GND”之間 加電子負載。
3. 將電感更換為22μH。

4.2 關鍵參數計算

反向Buck-Boost 變換器的占空比為：

（5）

為便于評估芯片 VIN 和 SW 引腳耐壓以及相關外圍器件選擇，計算降壓調節器的電壓應力 V_MAX=V_IN+V_OUT=39V； 

為平衡電感體積和變換器效率，選擇電感電流紋波比為0.35，可得電感值為：

（6）

在該設計實例中取L=22μH，可得電感電流峰值：

（7）

小于SGM61630規格書^[2]中I_LIMT的最小值3.5A。

反向 Buck-Boost 變換器存在一個右半平面零點（RHPZ），其在高頻時會提高增益和降低相位， 對控制回路的響應產生顯著的負面影響，可能導致系統不穩定。該設計實例滿載（最惡劣情況）時右半平面零點頻率為：

（8）

為保證足夠的相位裕度以及系統的穩定性，通常建議設置系統的穿越頻率小于RHPZ頻率的1/4。 因此需要降低電感來增加RHPZ頻率，或者增加輸出電容來減小系統的穿越頻率。特別需要指出的 是，在反向Buck-Boost變換器架構中，相位補償網絡的前饋電容需謹慎添加。雖然前饋電容能夠提 升相位裕度，但會同步引起幅頻特性增益曲線上移，這將導致穿越頻率向RHPZ頻率遷移，從而引 發潛在的系統穩定性風險。

為滿足系統的穿越頻率小于RHPZ頻率的1/4，在該設計實例中，C_OUT使用兩個47μF/25V X5R 電容并聯。

 4.3 測試結果

5 總結

將Buck變換器重構為反向Buck-Boost變換器需遵循以下步驟： 

1）計算變換器承受的最大電壓：V_IN +V_OUT。

2）使用表1計算最大電感電流。

3）選擇合適的Buck型IC（滿足電壓應力和電流應力要求）。

4）參考數據手冊確定頻率設置電阻、反饋分壓器等元件規格。

5）評估是否需要輔助電路或電平轉換電路等附加設計。

6）作為初步驗證，在Buck現有Demo上按圖12建立連接：

1. 將Buck電路正輸出端重新定義為系統地；
2. 將Buck電路的IC GND節點作為負電壓輸出端；
3. 輸入正極保持不變。

7）實施設計時需特別注意：

1. 重點優化輸入/輸出電容布線；
2. 確保反饋（FB）信號路徑質量；
3. SW節點走線應盡量短，并遠離敏感信號路徑。

參考資料 

[1] SG Micro Corp. SGM61630 Datasheet [EB/OL]. (2023-12). //www.sg micro.com/rect/assets/2e4aa3c1-fd17-4b20-ac75-892cfe5f2e56/SGM61630.pdf. 

[2] SG Micro Corp. SGM61630 Demo Board Test Report [EB/OL]. //www.nbymxs.com/evm detail/EVKIT-SGM61630.